Filtr dolnoprzepustowy wzmacniacza operacyjnego. Implementacja filtrów na wzmacniaczach operacyjnych. Filtry dolno- i górnoprzepustowe
Aktywne filtry RC są używane przy częstotliwościach poniżej 100 kHz. Zastosowanie pozytywu informacja zwrotna pozwala na zwiększenie współczynnika jakości słupa filtra. W tym przypadku słup filtra można zaimplementować na elementach RC, które są znacznie tańsze i mają mniejsze indukcyjności w tym zakresie częstotliwości. Ponadto można zmniejszyć wartość pojemności kondensatora, który jest częścią filtra aktywnego, ponieważ w niektórych przypadkach element wzmacniający pozwala zwiększyć jego wartość. Zastosowanie kondensatorów o małej pojemności daje możliwość wyboru ich typów o niskich stratach i wysokiej stabilności parametrów.
Projektując filtry aktywne, filtr danego zlecenia dzielony jest na ogniwa pierwszego i drugiego rzędu. Otrzymana odpowiedź częstotliwościowa zostanie uzyskana poprzez pomnożenie charakterystyk wszystkich łączy. Zastosowanie elementów aktywnych (tranzystory, wzmacniacze operacyjne) pozwala wykluczyć wpływ łączy na siebie i projektować je niezależnie. Ta okoliczność znacznie upraszcza i zmniejsza koszty projektowania i strojenia aktywnych filtrów.
Aktywne filtry dolnoprzepustowe pierwszego rzędu
Rysunek 2 przedstawia schemat aktywnego filtra dolnoprzepustowego RC pierwszego rzędu na wzmacniaczu operacyjnym. Ten schemat pozwala na zaimplementowanie bieguna współczynnika transmisji przy zerowej częstotliwości, wartości rezystancji rezystora R1 i pojemności kondensatora C1 mogą ustawić jego częstotliwość graniczną. To właśnie wartości pojemności i rezystancji określą szerokość pasma danego obwodu filtra aktywnego.
Rysunek 2. Schemat aktywnego filtra dolnoprzepustowego RC pierwszego rzędu
W obwodzie pokazanym na rysunku 2 wzmocnienie jest określone przez stosunek rezystorów R2 i R1:
(1),a wartość pojemności kondensatora C1 wzrasta o współczynnik wzmocnienia plus jeden raz ze względu na efekt Millera.
(2),Należy zauważyć, że ten sposób zwiększania wartości pojemności prowadzi do zmniejszenia zakresu dynamicznego obwodu jako całości. Dlatego do Ta metoda W skrajnych przypadkach stosuje się zwiększenie pojemności kondensatora. Zwykle radzą sobie z układem całkującym RC, w którym zmniejszenie częstotliwości odcięcia uzyskuje się poprzez zwiększenie rezystancji rezystora przy stałej wartości pojemności kondensatora. W celu wyeliminowania wpływu obwodów obciążenia, na wyjściu obwodu RC zwykle umieszczany jest wzmacniacz buforowy o wzmocnieniu napięciowym równym jedności.
Rysunek 3. Obwód filtra dolnoprzepustowego RC pierwszego rzędu (łańcuch RC)
Jeśli jednak częstotliwość odcięcia filtra dolnoprzepustowego jest wystarczająco niska, może być wymagana duża wartość pojemności. Kondensatory elektrolityczne o znacznej pojemności nie nadają się do tworzenia filtrów ze względu na duży rozrzut parametrów i niską stabilność. Kondensatory wykonane na bazie ceramiki o dużej wartości stałej elektrycznej ε , również nie różnią się stabilnością wartości pojemności. Dlatego stosowane są wysoce stabilne kondensatory mała pojemność, a ich wartość wzrasta w obwodzie filtra aktywnego pokazanego na rysunku 2.
Aktywne filtry dolnoprzepustowe drugiego rzędu
Jeszcze bardziej powszechne są obwody filtrów aktywnych drugiego rzędu, które umożliwiają uzyskanie większego nachylenia charakterystyki częstotliwościowej w porównaniu z obwodami pierwszego rzędu. Dodatkowo łącza te pozwalają na dostosowanie częstotliwości słupa do zadanej wartości uzyskanej przez aproksymację charakterystyki częstotliwościowej. Najbardziej rozpowszechniony jest schemat Sallen-Key, pokazany na rysunku 4.
Rysunek 4. Schemat aktywnego filtra dolnoprzepustowego RC drugiego rzędu
Odpowiedź częstotliwościowa tego obwodu jest podobna do odpowiedzi częstotliwościowej drugiego rzędu pasywnego filtra LC. Jego wygląd pokazano na rysunku 5.
Rysunek 5. Przybliżony widok odpowiedzi amplitudowo-częstotliwościowej łącza drugiego rzędu aktywnego filtra dolnoprzepustowego RC
W takim przypadku częstotliwość rezonansową bieguna można wyznaczyć ze wzoru:
(3),i jego dobroć:
(4),Częstotliwości zer są idealnie równe nieskończoności. W rzeczywistym obwodzie zależą od konstrukcji płytki drukowanej oraz parametrów użytych rezystorów i kondensatorów.
Schemat Sallen-Key pozwala maksymalnie uprościć wybór elementów obwodu. Zazwyczaj kondensatory C1 i C2 mają taką samą pojemność. Rezystory R1 i R2 wybierają ten sam opór. Po pierwsze są ustalane przez wartość pojemności C1 i C2. Jak omówiono powyżej, starają się wybrać minimalne pojemności. To właśnie te kondensatory mają najbardziej stabilne właściwości. Następnie wyznacza się wartość R1 i R2:
(5),Rezystory R3 i R4 w obwodzie Sallena-Keya określają wzmocnienie napięciowe w taki sam sposób, jak w konwencjonalnym obwodzie wzmacniacza odwracającego. W aktywnym obwodzie filtra to właśnie te elementy określą współczynnik jakości bieguna.
(6),W aktywnym obwodzie filtra RC wzmacniacz jest objęty zarówno ujemnym, jak i dodatnim sprzężeniem zwrotnym. Głębokość dodatniego sprzężenia zwrotnego jest określona przez stosunek rezystorów R1R2 lub kondensatorów C1C2. Jeśli współczynnik jakości bieguna jest ustawiony ze względu na ten stosunek (aby zrezygnować z równości rezystancji lub kondensatorów), to wzmacniacz operacyjny może zostać pokryty w 100% ujemnym sprzężeniem zwrotnym i zapewnić wzmocnienie jedności elementu aktywnego. Uprości to schemat łącza drugiego rzędu. Uproszczony schemat aktywnego filtra RC drugiego rzędu pokazano na rysunku 6.
Rysunek 6. Uproszczony schemat Sallen-Key
Niestety, przy zysku jedności można tylko określić te same wartości rezystancje R1 i R2, a wymagany współczynnik jakości jest uzyskiwany przez stosunek pojemności. Dlatego obliczenia rozpoczynamy od ustawienia wartości nominalnej rezystorów R1 = R2 = R. Następnie pojemności można obliczyć w następujący sposób:
(7),(8),
Od wielu lat każdy jest przyzwyczajony do używania jako elementu aktywnego wzmacniacza operacyjnego. Jednak w niektórych przypadkach może się okazać, że obwód tranzystorowy albo zajmie mniejszą powierzchnię, albo okaże się bardziej szerokopasmowy. Rysunek 7 przedstawia schemat aktywnego filtra dolnoprzepustowego wykonanego na tranzystorze bipolarnym.
Rysunek 7. Schemat aktywnego filtra dolnoprzepustowego RC na tranzystorze
Obliczenia tego obwodu (elementy R1, R2, C1, C2) nie różnią się od obliczeń pokazanych na rysunku 6. Obliczenie rezystorów R3, R4, R5 nie różni się od obliczeń konwencjonalnego stopnia stabilizacji emitera.
Odniesienie do historii
Pierwszymi filtrami częstotliwości były pasywne filtry LC. Następnie, już w latach 30. XX wieku, zauważono, że sprzężenie zwrotne w kaskadach wzmacniających może zwiększyć współczynnik jakości obwodów LC wzmacniaczy radiowych. Jeden z najczęstszych schematów zwiększania współczynnika jakości równoległego obwodu LC pokazano na rysunku 1.
Rysunek 1. Schemat zwiększania współczynnika jakości równoległego obwodu oscylacyjnego
Ta cecha w obwodach LC nie została szeroko rozpowszechniona, ponieważ obwody LC pozwalają konstruktywnym metodom zapewnić współczynnik jakości niezbędny do wdrożenia większości obwodów filtrujących działających przy wysokich częstotliwościach. Jednocześnie obwody dodatniego sprzężenia zwrotnego stosowane do podnoszenia jakości obwodów mają zdolność do samowzbudzania się i zwykle ograniczania zakres dynamiczny sygnał wyjściowy ze względu na wpływ szumu stopnia wzmacniającego.
Zupełnie inna sytuacja rozwinęła się w regionie niskich częstotliwości. Są to głównie częstotliwości z zakresu audio (od 20 Hz do 20 kHz). W tym zakresie częstotliwości wymiary cewek i kondensatorów stają się niedopuszczalnie duże. Dodatkowo zwiększają się również straty tych elementów radiotechnicznych, co w większości przypadków nie pozwala na uzyskanie współczynnika jakości biegunów filtra niezbędnego do realizacji określonego . Wszystko to doprowadziło do konieczności zastosowania kaskad wzmacniających.
data Najnowsza aktualizacja plik 18.06.2018
Literatura:
- Tietze W. Schenk K. Obwody półprzewodnikowe: przewodnik referencyjny. Za. z nim. — 12. edycja. M.: Dodeka XXI, 2015. - 1784
Jurij Sadikow
Moskwa
W artykule przedstawiono wyniki prac nad stworzeniem urządzenia, będącego zestawem filtrów aktywnych do budowy wysokiej jakości trójpasmowych wzmacniaczy niskoczęstotliwościowych klasy HiFi i HiEnd.
W procesie wstępnych badań całkowitej odpowiedzi częstotliwościowej wzmacniacza trójpasmowego zbudowanego z trzech filtrów aktywnych drugiego rzędu okazało się, że ta charakterystyka przy dowolnych częstotliwościach złącza filtrów ma bardzo dużą niejednorodność. Jednocześnie bardzo ważna jest dokładność ustawień filtrów. Nawet przy niewielkim niedopasowaniu nierównomierność całkowitego pasma przenoszenia może wynosić 10…15 dB!
MASTER KIT wypuszcza zestaw NM2116, z którego można złożyć zestaw filtrów oparty na dwóch filtrach i sumatorze subtraktywnym, który nie ma powyższych wad. Opracowane urządzenie jest niewrażliwe na parametry częstotliwości odcięcia poszczególnych filtrów, a jednocześnie zapewnia wysoce liniową całkowitą charakterystykę częstotliwościową.
Głównymi elementami nowoczesnego, wysokiej jakości sprzętu do odtwarzania dźwięku są systemy akustyczne (AS).
Najprostsze i najtańsze są głośniki jednodrożne, w skład których wchodzi jeden głośnik. Takie głośniki nie są w stanie wysoka jakość pracują w szerokim zakresie częstotliwości dzięki zastosowaniu jednego głośnika (głowica głośnika - GG). Podczas odtwarzania różnych częstotliwości na GG nakładane są różne wymagania. Przy niskich częstotliwościach (LF) głośnik musi mieć duży i sztywny stożek, niską częstotliwość rezonansową i duży skok (do pompowania dużej ilości powietrza). Natomiast przy wysokich częstotliwościach (HF) potrzebny jest mały, lekki, ale solidny stożek o niskim skoku. Połączenie tych wszystkich cech w jednym głośniku jest prawie niemożliwe (pomimo wielu prób), dlatego jeden głośnik ma nierównomierność wysokich częstotliwości. Ponadto w głośnikach szerokopasmowych występuje efekt intermodulacji, który objawia się modulacją wysokoczęstotliwościowych składowych sygnału audio przez niskoczęstotliwościowe. W rezultacie obraz dźwiękowy jest zaburzony. Tradycyjnym rozwiązaniem tego problemu jest podział powtarzalnego zakresu częstotliwości na podzakresy i konstrukcja systemy akustyczne w oparciu o kilka głośników dla każdego wybranego podzakresu częstotliwości.
Pasywne i aktywne separujące filtry elektryczne
Aby zredukować poziom zniekształceń intermodulacyjnych, przed głośnikami zainstalowano elektryczne filtry zwrotnicy. Filtry te pełnią również funkcję dystrybucji energii sygnału audio między GG. Są one obliczane dla pewnej częstotliwości podziału, powyżej której filtr zapewnia wybrane tłumienie, wyrażone w decybelach na oktawę. Nachylenie tłumienia filtra zwrotnicy zależy od schematu jego budowy. Filtr pierwszego rzędu zapewnia tłumienie 6 dB/okt., drugiego rzędu 12 dB/okt., a trzeciego rzędu 18 dB/okt. Najczęściej w AS stosuje się filtry drugiego rzędu. Filtry wyższego rzędu są rzadko stosowane w głośnikach ze względu na złożoność implementacji dokładnych wartości elementów i brak konieczności posiadania wyższych zboczy tłumienia.
Częstotliwość separacji filtrów zależy od parametrów użytych HG i właściwości słuchu. Najlepszym wyborem częstotliwości podziału jest sytuacja, w której każdy głośnik HG działa w ramach działania tłoka stożka. Jednak w tym przypadku głośnik musi mieć wiele częstotliwości separacji (odpowiednio HG), co znacznie podnosi jego koszt. Jest technicznie uzasadnione, że dla wysokiej jakości odtwarzania dźwięku wystarczy zastosować trzypasmową separację częstotliwości. Jednak w praktyce istnieją systemy głośnikowe 4, 5, a nawet 6-drożne. Pierwsza (niska) częstotliwość podziału wybierana jest w zakresie 200...400 Hz, a druga (środkowa) częstotliwość podziału w zakresie 2500...4000 Hz.
Tradycyjnie filtry są wykonane z pasywnych elementów L, C, R i są instalowane bezpośrednio na wyjściu końcowego wzmacniacza mocy (PA) w obudowie AU, zgodnie z rys.1.
Rys.1. Tradycyjny klimatyzator.
Taka implementacja ma jednak szereg wad. Po pierwsze, aby zapewnić niezbędne częstotliwości odcięcia, trzeba pracować z odpowiednio dużymi indukcyjnościami, ponieważ jednocześnie muszą być spełnione dwa warunki - aby zapewnić niezbędną częstotliwość graniczną i zapewnić dopasowanie filtra do GG (innymi słowy, nie można zmniejszyć indukcyjność poprzez zwiększenie pojemności zawartej w filtrze). Pożądane jest nawijanie cewek indukcyjnych na ramach bez użycia ferromagnesów ze względu na znaczną nieliniowość ich krzywej namagnesowania. W związku z tym cewki powietrzne są dość nieporęczne. Ponadto występuje błąd uzwojenia, który nie pozwala na dokładne obliczenie częstotliwości odcięcia.
Drut użyty do nawijania cewek ma skończoną rezystancję omową, co z kolei prowadzi do spadku wydajności systemu jako całości i konwersji części mocy użytecznej PA na ciepło. Jest to szczególnie widoczne w wzmacniacze samochodowe, gdzie napięcie zasilania jest ograniczone do 12 V. Dlatego do budowy samochodowych systemów stereo często stosuje się uzwojenie GG o niskiej rezystancji (~ 2 ... 4 Ohm). W takim układzie wprowadzenie dodatkowej rezystancji filtra rzędu 0,5 Ohm może doprowadzić do spadku mocy wyjściowej o 30% ... 40%.
Podczas projektowania wysokiej jakości wzmacniacz moc spróbuj zminimalizować impedancję wyjściową, aby zwiększyć stopień tłumienia GG. Zastosowanie filtrów pasywnych znacznie zmniejsza stopień tłumienia GG, ponieważ dodatkowa reaktancja filtra jest połączona szeregowo z wyjściem wzmacniacza. Dla słuchacza objawia się to pojawieniem się „huczącego” basu.
Skutecznym rozwiązaniem jest zastosowanie nie pasywnych, a aktywnych filtrów elektronicznych, w których nie ma wszystkich powyższych wad. W przeciwieństwie do filtrów pasywnych, filtry aktywne są instalowane przed PA, jak pokazano na rys.2.
Rys.2. Budowanie traktu odtwarzającego dźwięk za pomocą filtrów aktywnych.
Filtry aktywne to filtry RC włączone wzmacniacze operacyjne(OU). Łatwo zbudować aktywne filtry częstotliwości dźwięku w dowolnej kolejności i przy dowolnej częstotliwości granicznej. Obliczanie takich filtrów odbywa się za pomocą współczynników tabelarycznych z wybranym typem filtra, wymaganą kolejnością i częstotliwością odcięcia.
Zastosowanie nowoczesnych elementów elektronicznych umożliwia wytwarzanie filtrów o minimalnych poziomach szumów własnych, niskim poborze mocy, wymiarach i łatwości wykonania/powtórzenia. W rezultacie zastosowanie filtrów aktywnych prowadzi do zwiększenia stopnia tłumienia HG, zmniejszenia strat mocy, zmniejszenia zniekształceń i zwiększenia wydajności ścieżki odtwarzania dźwięku jako całości.
Wady tej architektury obejmują konieczność użycia kilku wzmacniaczy mocy i kilku par przewodów do podłączenia głośników. Jednak nie jest to obecnie krytyczne. Poziom nowoczesne technologie znacznie obniżyła cenę i wielkość UM. Poza tym było ich sporo potężne wzmacniacze w integralnej konstrukcji o doskonałej wydajności, nawet dla profesjonalne zastosowanie. Do tej pory istnieje wiele układów scalonych z kilkoma PA w jednym pakiecie (Panasonic produkuje układy scalone RCN311W64A-P z 6 wzmacniaczami mocy specjalnie do budowy trójdrożnych systemów stereo). Dodatkowo PA można umieścić wewnątrz głośników i użyć do podłączenia głośników krótkich przewodów o dużym przekroju, a sygnał wejściowy może być doprowadzony cienkim, ekranowanym kablem. Jednak nawet jeśli nie jest możliwe zainstalowanie PA wewnątrz AU, użycie wielożyłowych kabli połączeniowych nie jest trudnym problemem.
Modelowanie i dobór optymalnej struktury filtrów aktywnych
Konstruując blok filtrów aktywnych, zdecydowano się na użycie struktury składającej się z filtra wysokiej częstotliwości (HPF), filtra średniej częstotliwości (filtr pasmowy, FSF) i filtra niskiej częstotliwości (LPF).
To rozwiązanie projektowe obwodu zostało praktycznie wdrożone. Zbudowano blok aktywnych filtrów dolnoprzepustowych, wysokoczęstotliwościowych i PF. Jako model trójdrożnego prądu przemiennego wybrano sumator trójkanałowy, który zapewnia sumowanie składowych częstotliwości zgodnie z rys. 3.
Rys.3. Model trzykanałowego głośnika z zestawem filtrów aktywnych i FSF na PF.
Usuwając odpowiedź częstotliwościową takiego układu, przy optymalnie dobranych częstotliwościach odcięcia, oczekiwano uzyskania zależności liniowej. Ale wyniki były dalekie od oczekiwanych. Zapady/przeregulowania zaobserwowano w punktach styku charakterystyk filtru, w zależności od stosunku częstotliwości odcięcia sąsiednich filtrów. W rezultacie, dobierając wartości częstotliwości granicznych, nie było możliwe sprowadzenie odpowiedzi częstotliwościowej układu do postaci liniowej. Nieliniowość charakterystyki transmisyjnej wskazuje na obecność zniekształceń częstotliwościowych w odtwarzanej aranżacji muzycznej. Wyniki eksperymentu przedstawiono na Rys.4, Rys.5 i Rys.6. Rys.4 ilustruje parowanie filtra dolnoprzepustowego i górnoprzepustowego na standardowym poziomie 0,707. Jak widać na rysunku, w punkcie połączenia wynikowa charakterystyka częstotliwościowa (pokazana na czerwono) ma znaczny spadek. Podczas rozszerzania charakterystyki zwiększa się odpowiednio głębokość i szerokość zanurzenia. Rys. 5 ilustruje sprzężenie filtrów dolnoprzepustowych i górnoprzepustowych na poziomie 0,93 (przesunięcie odpowiedzi częstotliwościowych filtrów). Ta zależność ilustruje minimalną możliwą do uzyskania niejednorodność pasma przenoszenia przez dobór częstotliwości odcięcia filtrów. Jak widać na rysunku, zależność wyraźnie nie jest liniowa. W takim przypadku częstotliwości odcięcia filtrów można uznać za optymalne dla tego systemu. Wraz z dalszym przesunięciem charakterystyk częstotliwościowych filtrów (sprzężenie na poziomie 0,97) pojawia się wartość odstająca w przepuszczanej charakterystyce częstotliwościowej w punkcie połączenia charakterystyk filtru. Podobną sytuację pokazano na rys.6.
Rys.4. Filtr dolnoprzepustowy (czarny), filtr górnoprzepustowy (czarny) i pasmo przenoszenia (czerwony), dopasowanie poziomu 0,707.
Rys.5. Filtr dolnoprzepustowy (czarny), filtr górnoprzepustowy (czarny) i pasmo przenoszenia (czerwony), dopasowanie poziomu 0,93.
Rys.6. AFC LPF (czarny), AFC HPF (czarny) i pasmo przenoszenia (czerwony), dopasowanie na poziomie 0,97 i pojawienie się przeregulowania.
Główną przyczyną nieliniowości pasma przenoszenia jest występowanie zniekształceń fazowych na granicach częstotliwości odcięcia filtrów.
Zdecydować podobny problem umożliwia budowę filtra średniotonowego nie w postaci filtra pasmowoprzepustowego, ale za pomocą sumatora subtraktywnego na wzmacniaczu operacyjnym. Charakterystykę takiego FSF tworzy się według wzoru: Usc = Uin – Unch - Uh
Strukturę takiego systemu pokazano na rys.7.
Rys.7. Model trzykanałowego głośnika z zestawem filtrów aktywnych i FSF na sumatorze subtraktywnym.
Dzięki tej metodzie tworzenia kanału średniej częstotliwości nie ma potrzeby dostrajania sąsiednich częstotliwości odcięcia filtrów, ponieważ sygnał o średniej częstotliwości jest tworzony przez odjęcie sygnałów filtra górno- i dolnoprzepustowego od całkowitego sygnału. Oprócz zapewniania komplementarnych odpowiedzi częstotliwościowych, filtry zapewniają również komplementarne odpowiedzi fazowe, co zapewnia brak przeregulowań lub spadków w całkowitej odpowiedzi częstotliwościowej całego systemu.
Charakterystyka częstotliwościowa łącza średniej częstotliwości z częstotliwościami odcięcia Fav1 = 300 Hz i Fav2 = 3000 Hz jest pokazana na rys. 8. Zanik pasma przenoszenia zapewnia tłumienie nie większe niż 6 dB / okt, co, jak pokazuje praktyka, wystarcza do praktycznej realizacji FSF i uzyskania wysokiej jakości dźwięku MF GG.
Rys.8. Pasmo przenoszenia filtra średniotonowego.
Współczynnik przenoszenia takiego układu z filtrem dolnoprzepustowym, filtrem górnoprzepustowym i FSF na sumatorze subtraktywnym jest liniowy w całym zakresie częstotliwości 20 Hz ... 20 kHz, zgodnie z rys. 9. Brak zniekształceń amplitudy i fazy, co zapewnia krystaliczną czystość odtwarzanego sygnału dźwiękowego.
Rys.9. Odpowiedź częstotliwościowa systemu filtrów z FSF na sumatorze subtraktywnym.
Wadami takiego rozwiązania są rygorystyczne wymagania dotyczące dokładności wartości rezystorów R1, R2, R3 (zgodnie z rys. 10, na którym widać Schemat obwodu odejmowanie sumatora) zapewniające zrównoważenie sumatora. Rezystory te muszą być używane z tolerancją dokładności 1%. Jeśli jednak masz problemy z zakupem takich rezystorów, będziesz musiał zrównoważyć sumator za pomocą rezystorów strojenia zamiast R1, R2.
Równoważenie sumatora odbywa się według następującej metody. Po pierwsze, na wejście układu filtrującego należy zastosować oscylacje o niskiej częstotliwości o częstotliwości znacznie niższej niż częstotliwość graniczna filtra dolnoprzepustowego, na przykład 100 Hz. Zmieniając wartość R1 konieczne jest ustawienie minimalnego poziomu sygnału na wyjściu sumatora. Następnie na wejście układu filtrującego podawana jest oscylacja o częstotliwości oczywiście wyższej niż częstotliwość graniczna HPF, na przykład 15 kHz. Zmieniając wartość R2 ponownie ustaw minimalny poziom sygnału na wyjściu sumatora. Konfiguracja zakończona.
Rys.10. Schemat sumatora odejmującego.
Metoda obliczania aktywnych filtrów dolnoprzepustowych i górnoprzepustowych
Jak pokazuje teoria, do filtrowania częstotliwości z zakresu audio konieczne jest zastosowanie filtrów Butterwortha nie większego niż drugiego lub trzeciego rzędu, które zapewniają minimalne nierówności w paśmie przepustowym.
Schemat filtra dolnoprzepustowego drugiego rzędu pokazano na ryc. 11. Jego obliczenie dokonuje się według wzoru:
gdzie a1=1,4142 i b1=1,0 są współczynnikami tabelarycznymi, a C1 i C2 są wybierane ze stosunku C2/C1 jest większe niż 4xb1/a12, a stosunek C2/C1 nie powinien być wybierany dużo większy niż prawa strona nierówności .
Rys.11. Obwód Butterworth LPF drugiego rzędu.
Schemat drugiego rzędu HPF pokazano na ryc. 12. Jego obliczenia dokonuje się według wzorów:
gdzie C=C1=C2 (ustawione przed obliczeniem) oraz a1=1,4142 i b1=1,0 są tymi samymi współczynnikami tabelarycznymi.
Rys.12. Schemat HPF Butterworth II rzędu.
Specjaliści MASTER KIT opracowali i przestudiowali charakterystykę takiego zespołu filtrującego, który ma maksymalną funkcjonalność i minimalne wymiary, co jest niezbędne podczas użytkowania urządzenia w życiu codziennym. Zastosowanie nowoczesnej bazy elementów pozwoliło nam zapewnić maksymalną jakość wykonania.
Specyfikacje jednostki filtrującej
Schemat ideowy filtra aktywnego pokazano na rys.13. Lista elementów filtrujących podana jest w tabeli.
Filtr wykonany jest na czterech wzmacniaczach operacyjnych. Wzmacniacze operacyjne są połączone w jednym pakiecie IC MC3403 (DA2). W DA1 (LM78L09) montowany jest stabilizator napięcia zasilania z odpowiednimi pojemnościami filtrów: C1, C3 na wejściu i C4 na wyjściu. Sztuczny punkt środkowy jest wykonany na dzielniku rezystancyjnym R2, R3 i kondensatorze C5.
Wzmacniacz operacyjny DA2.1 posiada stopień buforowy do sprzężenia impedancji wyjściowej i wejściowej źródła sygnału oraz filtrów LF, HF i MF. Filtr dolnoprzepustowy jest montowany na wzmacniaczu operacyjnym DA2.2, a filtr górnoprzepustowy jest montowany na wzmacniaczu operacyjnym DA2.3. Wzmacniacz operacyjny DA2.4 pełni funkcję sterownika pasmowoprzepustowego filtra średniotonowego.
Styki X3 i X4 napięcie zasilania, styki X1, X2 - sygnał wejściowy. Ze styków X5, X9 pobierany jest przefiltrowany sygnał wyjściowy dla ścieżki niskiej częstotliwości; odpowiednio z X6, X8 - HF oraz z X7, X10 - ścieżkami średniotonowymi.
Rys.13. Schemat ideowy aktywnego filtra trójpasmowego
Lista aktywnych trójpasmowych elementów filtrujących
Pozycja | Nazwa | Notatka | Ilość |
C1, C4 | 0.1uF | Oznaczenie 104 | 2 |
C2, C10, C11, C12, C13, C14, C15 | 0,47uF | Oznaczenie 474 | 7 |
C3, C5 | 220uF/16V | Wymiana 220uF/25V | 2 |
C6, C8 | 1000 pF | Oznaczenie 102 | 2 |
C7 | 22 nF | Oznaczenie 223 | 1 |
C9 | 10 nF | Oznaczenie 103 | 1 |
DA1 | 78L09 | 1 | |
DA1 | MC3403 | Zamiennik dla LM324, LM2902 | 1 |
R1…R3 | 10 kΩ | 3 | |
R8…R12 | 10 kΩ | Tolerancja nie większa niż 1%* | 5 |
R4…R6 | 39 kiloomów | 3 | |
R7 | 75 kΩ | - | 1 |
Blok DIP-14 | 1 | ||
Złącze męskie | 2 piny | 2 | |
Złącze męskie | 3 piny | 2 |
Wygląd zewnętrzny filtr pokazano na ryc.14, płytkę drukowaną - na ryc.15, położenie elementów - na ryc.16.
Strukturalnie filtr jest wykonany płytka drukowana z folii z włókna szklanego. Konstrukcja przewiduje montaż tablicy w standardowej obudowie BOX-Z24A, w tym celu wzdłuż krawędzi tablicy przewidziano otwory montażowe o średnicy 4 i 8 mm. Płytka w etui mocowana jest za pomocą dwóch wkrętów samogwintujących.
Rys.14. Wygląd aktywnego filtra.
Rys.15. Płytka drukowana aktywnego filtra.
Rys.16. Lokalizacja elementów na płytce drukowanej aktywnego filtra.
Filtry aktywne realizowane są w oparciu o wzmacniacze (najczęściej wzmacniacze operacyjne) oraz pasywne filtry RC. Wśród zalet filtrów aktywnych w porównaniu z filtrami pasywnymi są:
Brak cewek indukcyjnych;
Lepsza selektywność
kompensacja tłumienia sygnałów użytecznych lub nawet ich wzmocnienia;
przydatność do realizacji w postaci IC.
Filtry aktywne mają również wady:
Zużycie energii ze źródła zasilania;
Ograniczony zakres dynamiczny;
Dodatkowe nieliniowe zniekształcenie sygnału.
Zauważamy również, że użycie aktywnych filtrów ze wzmacniaczami operacyjnymi przy częstotliwościach powyżej kilkudziesięciu megaherców jest trudne ze względu na niską częstotliwość wzmocnienia jedności. f T większość wzmacniaczy operacyjnych ogólnego przeznaczenia. Szczególnie przewaga filtrów aktywnych we wzmacniaczu operacyjnym przejawia się przy najniższych częstotliwościach, aż do ułamków herca.
Ogólnie można przyjąć, że wzmacniacz operacyjny w filtrze aktywnym koryguje odpowiedź częstotliwościową filtru pasywnego, zapewniając różne warunki przejścia różnych częstotliwości widma sygnału, kompensuje straty na danych częstotliwościach, co prowadzi do gwałtownych spadków napięcie wyjściowe na zboczach charakterystyki częstotliwościowej. Do tych celów używane są różne systemy operacyjne z selektywnością częstotliwości w systemie operacyjnym. W filtrach aktywnych uzyskuje się charakterystykę częstotliwościową wszystkich typów filtrów: niskich częstotliwości (LPF), wysokich częstotliwości (HPF) i filtrów pasmowych (PF).
Pierwszym etapem syntezy dowolnego filtra jest przypisanie funkcji przenoszenia (w postaci operatorowej lub złożonej), która spełnia warunki praktycznej wykonalności i jednocześnie zapewnia wymaganą odpowiedź częstotliwościową lub fazową (ale nie obie) filtra. Ten etap nazywa się aproksymacją charakterystyk filtra.
Funkcja operatora to stosunek wielomianów:
i jest jednoznacznie określony przez zera i bieguny. Najprostszy wielomian licznika jest stałą. Liczba biegunów funkcji (aw aktywnych filtrach na wzmacniaczu operacyjnym liczba biegunów jest zwykle równa liczbie kondensatorów w obwodach tworzących odpowiedź częstotliwościową) określa kolejność filtra. Kolejność filtru wskazuje szybkość zaniku jego odpowiedzi częstotliwościowej, która wynosi 20 dB/dec dla pierwszego rzędu, 40 dB/dec dla drugiego, 60 dB/dec dla trzeciego i tak dalej.
Problem aproksymacji jest rozwiązany dla filtra dolnoprzepustowego, a następnie, stosując metodę inwersji częstotliwości, uzyskaną zależność wykorzystuje się dla innych typów filtrów. W większości przypadków odpowiedź częstotliwościowa jest ustawiana przy znormalizowanym wzmocnieniu:
gdzie f(x) - funkcja filtrowania; x=? /? c- częstotliwość znormalizowana; ? c- częstotliwość odcięcia filtra; ? - dopuszczalne odchylenie w szerokości pasma.
W zależności od tego, która funkcja jest przyjęta jako f(x), istnieją filtry (począwszy od drugiego rzędu) Butterwortha, Czebyszewa, Bessela itp. Rysunek 7.15 pokazuje ich charakterystykę porównawczą.
Rysunek 7.15. Znormalizowane pasmo przenoszenia filtrów
Filtr Butterwortha (funkcja Butterwortha) opisuje pasmo przenoszenia z najbardziej płaską częścią pasma przepustowego i stosunkowo małą szybkością zaniku. Pasmo przenoszenia takiego filtra dolnoprzepustowego można przedstawić w postaci:
gdzie n jest porządkiem filtra.
Filtr Czebyszewa (funkcja Czebyszewa) opisuje pasmo przenoszenia z pewnym tętnieniem w paśmie przepustowym, ale nie z większą szybkością zaniku.
Filtr Bessela charakteryzuje się liniową odpowiedzią fazową, w wyniku czego sygnały, których częstotliwości leżą w paśmie przepuszczania, przechodzą przez filtr bez zniekształceń. W szczególności filtry Bessela nie wytwarzają wartości odstających podczas przetwarzania przebiegów prostokątnych.
Oprócz wymienionych przybliżeń charakterystyki częstotliwościowej filtrów aktywnych znane są również inne, na przykład odwrotny filtr Czebyszewa, filtr Zolotareva itp. Należy zauważyć, że schematy filtrów aktywnych nie zmieniają się w zależności od rodzaju aproksymacji odpowiedzi częstotliwościowej, ale zmieniają się stosunki między wartościami ich elementów.
Najprostsze (pierwszego rzędu) HPF, LPF, PF i ich LFC pokazano na rysunku 7.16.
W tych filtrach kondensator, który określa odpowiedź częstotliwościową, jest zawarty w obwodzie sprzężenia zwrotnego.
W przypadku HPF (rysunek 7.16a) współczynnik przenikania wynosi:
gdzie? 1 = C 1 R 1 .
Częstotliwość koniugacji asymptot? 1 znaleźć z warunku? jeden ? 1 =1, skąd
f 1 = 1/2?? 1 .
Dla LPF (rysunek 7.16b) mamy:
f 2 = 1/2?? 2 .
gdzie? 2= C 2 R 2 .
W PF (rysunek 7.16c) znajdują się elementy filtra górnoprzepustowego i filtra dolnoprzepustowego.
Rysunek 7.16. Najprostsze filtry aktywne
Możliwe jest zwiększenie nachylenia zaniku LAFC poprzez zwiększenie kolejności filtrów. Aktywne LPF, HPF i PF drugiego rzędu pokazano na rysunku 7.17.
Nachylenie ich asymptot może sięgać 40dB / dec, a przejście z filtra dolnoprzepustowego na filtr górnoprzepustowy, jak widać na rysunkach 7.17a,b, odbywa się poprzez wymianę rezystorów na kondensatory i odwrotnie. W PF (rysunek 7.17c) znajdują się elementy HPF i LPF. Funkcje transferu to:
Dla LPF:
Dla HPF:
Rysunek 17.7. Aktywne filtry drugiego rzędu
Dla PF częstotliwość rezonansowa wynosi:
Dla LPF i HPF częstotliwości odcięcia wynoszą odpowiednio:
Dość często TF drugiego rzędu jest implementowany za pomocą obwodów mostkowych. Najczęściej spotykane są mostki podwójne T, które „nie przepuszczają” sygnału przy częstotliwości rezonansowej (rysunek 7.18a) oraz mostki Wien, które mają maksymalne wzmocnienie przy częstotliwości rezonansowej? 0 (rysunek 7.18b).
Rysunek 17.8. Aktywne PF
Obwody mostkowe są zawarte w obwodach POS i OOS. W przypadku podwójnego mostka T głębokość sprzężenia zwrotnego jest minimalna przy częstotliwości rezonansowej, a wzmocnienie jest maksymalne na tej częstotliwości. Podczas korzystania z mostka Wien wzmocnienie przy częstotliwości rezonansowej jest maksymalizowane, ponieważ maksymalna głębokość POS. W tym przypadku, w celu utrzymania stabilności, głębokość OOS wprowadzonego za pomocą rezystorów R1 i R2 musi być większa niż głębokość POS. Jeśli głębokości POS i OOS są zbliżone, to taki filtr może mieć równoważny współczynnik jakości Q?2000.
- instruktaż
Krótkie wprowadzenie
Nadal piszę spam na temat wzmacniaczy operacyjnych. W tym artykule postaram się przedstawić przegląd jednego z najważniejszych tematów związanych z systemem operacyjnym. Więc witaj aktywne filtry.Przegląd tematów
Być może spotkałeś już modele filtrów RC, LC i RLC. Nadają się do większości zadań. Jednak dla niektórych celów bardzo ważne jest posiadanie filtrów o bardziej płaskiej charakterystyce pasma przepustowego i bardziej stromych zboczach. Tutaj potrzebujemy aktywnych filtrów.Aby odświeżyć moją pamięć, przypomnę, czym są filtry:
Filtr dolnoprzepustowy(LPF) - przekazuje sygnał, który jest poniżej określonej częstotliwości (jest to również nazywane częstotliwością odcięcia). Wikipedia
Filtr górnoprzepustowy(HPF) - przekazuje sygnał powyżej częstotliwości odcięcia. Wikipedia
Filtr pasmowy- tylko przeskakuje określony zakres częstotliwości. Wikipedia
Filtr wycinający- opóźnia tylko pewien zakres częstotliwości. Wikipedia
Cóż, trochę więcej tekstów. Spójrz na odpowiedź częstotliwościową (AFC) HPF. Nie szukaj jeszcze niczego ciekawego na tym wykresie, tylko zwróć uwagę na sekcje i ich nazwy:
Najbardziej banalne przykłady filtrów aktywnych można zobaczyć w dziale „Integratory i różniczatory”. Ale w tym artykule nie będziemy dotykać tych schematów, ponieważ. nie są zbyt wydajne.
Wybór filtra
Załóżmy, że wybrałeś już częstotliwość, którą chcesz filtrować. Teraz musisz zdecydować o rodzaju filtra. Dokładniej, musisz wybrać jego charakterystykę. Innymi słowy, jak będzie się zachowywał filtr.Główne cechy to:
Filtr słów kluczowych- ma najbardziej płaską charakterystykę w paśmie przepuszczania, ale ma płynny zanik.
Filtr Czebyszewa- ma najbardziej stromy spadek, ale ma największe tętnienie w całym paśmie przepustowym.
Filtr Bessela- ma dobrą odpowiedź fazowo-częstotliwościową i całkiem „przyzwoity” spadek. Liczy najlepszy wybór jeśli nie ma określonego zadania.
Więcej informacji
Załóżmy, że wykonałeś to zadanie. A teraz możesz bezpiecznie przejść do obliczeń.Istnieje kilka metod obliczeniowych. Nie komplikujmy i nie korzystajmy z najprostszego. A najprostsza to metoda „stołowa”. Tabele można znaleźć w odpowiedniej literaturze. Abyś nie szukał długo, zacytuję Horowitza i Hilla „The Art of Circuitry”.
Dla LPF:
Powiedzmy, że to wszystko, co można znaleźć i przeczytać w literaturze. Przejdźmy do projektowania filtrów.
Obliczenie
W tej sekcji postaram się pokrótce „przejrzeć” wszystkie rodzaje filtrów.Więc, ćwiczenie 1. Skonstruuj filtr dolnoprzepustowy drugiego rzędu o częstotliwości odcięcia 150 Hz zgodnie z charakterystyką Butterword.
Zacznijmy. Jeśli mamy filtr n-tego parzystego rzędu, oznacza to, że będzie w nim n/2 opampów. W tym zadaniu jest tylko jeden.
Schemat LPF:
Do tego typu kalkulacja uwzględnia, że R1 = R2, C1=C2.
Patrzymy na stół. Widzimy to K = 1,586. Będziemy tego potrzebować trochę później.
W przypadku filtra dolnoprzepustowego prawdziwe jest następujące stwierdzenie:
gdzie oczywiście
to częstotliwość graniczna.
Po wykonaniu obliczeń otrzymujemy . Teraz wybierzmy elementy. Zdecydowaliśmy się na system operacyjny - „idealny” w ilości 1 szt. Z poprzedniej równości możemy założyć, że nie ma dla nas znaczenia, który element wybrać „pierwszy”. Zacznijmy od rezystora. Najlepiej, aby jego rezystancja mieściła się w zakresie od 2kΩ do 500kΩ. Na oko niech będzie 11 kiloomów. W związku z tym pojemność kondensatora stanie się równa 0,1 uF. Dla rezystorów sprzężenia zwrotnego wartość R podjąć arbitralnie. Zwykle biorę 10 kOhm. Następnie dla górnej wartości K bierzemy z tabeli. Dlatego dno będzie miało wartość oporu R= 10 kOhm, a górne 5,8 kOhm.
Zbierzmy i zasymulujmy pasmo przenoszenia.
Zadanie nr 2. Skonstruuj filtr górnoprzepustowy czwartego rzędu o częstotliwości odcięcia 800 Hz zgodnie z charakterystyką Bessela.
My decydujemy. Ponieważ filtr jest czwartego rzędu, w obwodzie będą dwa opampy. Tutaj nie wszystko jest trudne. Po prostu kaskadujemy 2 obwody HPF.
Sam filtr wygląda tak:
Filtr czwartego rzędu wygląda tak:
Teraz kalkulacja. Jak widać, dla filtra czwartego rzędu mamy już 2 wartości Do. Logiczne jest, że pierwsza jest przeznaczona na pierwszą kaskadę, druga - na drugą. Wartości Do wynoszą odpowiednio 1,432 i 1,606. Tabela dotyczyła filtrów dolnoprzepustowych (!). Aby obliczyć HPF, musisz coś zmienić. Szanse Do i tak pozostaną takie same. Dla charakterystyki Bessela i Czebyszewa parametr ulega zmianie
- normalizacja częstotliwości. Będzie teraz równy:
W przypadku filtrów Czebyszewa i Bessela, zarówno dla niskich, jak i wysokich częstotliwości, obowiązuje ten sam wzór:
Należy pamiętać, że dla każdej kaskady należy obliczyć osobno.
W pierwszym etapie:
Wynajmować Z= 0,01 uF, to R= 28,5 kiloomów. Rezystory sprzężenia zwrotnego: jak zwykle niższe 10 kΩ; góra - 840 omów.
W drugim etapie:
Pojemność kondensatora pozostanie niezmieniona. Raz C = 0,01 uF, to R= 32 kiloomów.
Budujemy AFC.
Aby utworzyć filtr pasmowy lub wycinający, możesz kaskadować filtr dolnoprzepustowy i filtr górnoprzepustowy. Ale te typy często nie są używane ze względu na słabą wydajność.
W przypadku filtrów pasmowych i wycinających można również użyć „metody tabeli”, ale tutaj są nieco inne cechy.
Od razu dam ci stolik i trochę to wyjaśnię. Aby nie rozciągać się zbytnio, wartości są pobierane natychmiast dla filtra pasmowego czwartego rzędu.
a1 oraz b1- obliczone współczynniki. Q- dobroć. To nowe ustawienie. Im wyższy współczynnik jakości, tym bardziej „ostry” będzie spadek. f- zakres przekazywanych częstotliwości, a próbka jest na poziomie -3 dB. Współczynnik α
to kolejny wyliczony czynnik. Można go znaleźć za pomocą formuł, które są dość łatwe do znalezienia w Internecie.
Dobra, wystarczy. Teraz zlecenie pracy.
Zadanie nr 3. Zbuduj filtr pasmowoprzepustowy czwartego rzędu Butterword o częstotliwości środkowej 10 kHz, szerokości pasma 1 kHz i wzmocnieniu w punkcie środkowej częstotliwości równym 1.
Iść. Filtr czwartego rzędu. A więc dwa systemy operacyjne. Od razu podam typowy schemat z obliczonymi elementami.
Dla pierwszego filtru częstotliwość środkowa jest zdefiniowana jako:
Dla drugiego filtra:
Konkretnie, w naszym przypadku, ponownie z tabeli, ustalamy, że współczynnik jakości Q= 10. Oblicz współczynnik jakości filtra. Ponadto warto zauważyć, że współczynnik jakości obu będzie równy.
Korekcja wzmocnienia dla środkowego regionu częstotliwości:
Ostatnim etapem jest obliczenie składników.
Niech kondensator będzie miał 10 nF. Następnie dla pierwszego filtra:
W tej samej kolejności co (1) znajdujemy R22=R5= 43,5 kiloomów, R12 = R4= 15,4 kΩ, R32 = R6= 54,2 omów. Pamiętaj tylko, że dla drugiego filtra używamy
I na koniec AFC.
Następnym przystankiem są filtry pasmowe lub filtry wycinające.
Istnieje kilka odmian. Prawdopodobnie najprostszy jest aktywny filtr Wien-Robinson. Typowy schemat to również filtr czwartego rzędu.
Nasze ostatnie zadanie.
Zadanie nr 4. Zbuduj filtr wycinający o częstotliwości środkowej 90 Hz, współczynnik Q Q= 2 i wzmocnienie pasma przenoszenia równe 1.
Przede wszystkim arbitralnie wybieramy pojemność kondensatora. Powiedzmy C = 100 nF.
Zdefiniujmy wartość R6=R7=R:
Logiczne jest, że „bawiąc się” tymi opornikami możemy zmienić zakres częstotliwości naszego filtra.
Następnie musimy określić współczynniki pośrednie. Odnajdujemy je dzięki dobroci.
Wybierz dowolny rezystor R2. W tym konkretnym przypadku najlepiej, aby był równy 30 kOhm.
Teraz możemy znaleźć rezystory, które dostosują wzmocnienie w paśmie przepuszczania.
I wreszcie trzeba arbitralnie wybrać R5=2R1. W moim obwodzie rezystory te mają wartość odpowiednio 40 kOhm i 20 kOhm.
Właściwie AFC:
Prawie koniec
Tym, którzy chcą dowiedzieć się czegoś więcej, polecam lekturę „The Art of Circuitry” Horowitza i Hilla.Również D. Johnson „Podręcznik filtrów aktywnych”.
Filtry aktywne nazywane są zwykle obwodami składającymi się z rezystorów, kondensatorów i wzmacniaczy operacyjnych jako elementów aktywnych. Ze względu na wysoką impedancję wejściową wzmacniacza operacyjnego (kilka MGOhm), jego wzmocnienie (10 4-10 6) i niską rezystancję wyjściową (dziesiątki omów), możliwe było znaczne poprawienie wskaźników jakości aktywnych filtrów podczas ich stosowania wraz z pasywnymi obwodami RC.
Istnieją filtry dolnoprzepustowe, górnoprzepustowe i pasmowoprzepustowe. Główne parametry filtrów można określić na podstawie charakterystyki amplitudowo-częstotliwościowej (AFC). Główne parametry filtrów dolnoprzepustowych i górnoprzepustowych to wzmocnienie pasma przepustowego Do 0 , częstotliwość odcięcia f c, co odpowiada poziomowi 0,707 Do 0 , a także nachylenie charakterystyki częstotliwościowej w paśmie granicznym i nierówności w paśmie przepustowym. W przypadku filtrów pasmowoprzepustowych parametrami są wzmocnienie Do 0 przy częstotliwości rezonansowej f 0 i współczynnik jakości, gdzie ∆ f- przepustowość na poziomie 0,707 Do 0 (ryc. 6.5, b).
W filtrach aktywnych obwody RC zależne od częstotliwości można łączyć osobno na wejściu wzmacniacza operacyjnego, w obwodzie sprzężenia zwrotnego lub razem. Rysunek 6.4 przedstawia najprostsze aktywne obwody filtrów dolno- i górnoprzepustowych oraz ich charakterystyki amplitudowo-częstotliwościowe (AFC).
Podane schematy są filtrami Pierwsze zamówienie i mają nachylenie odpowiedzi częstotliwościowej w paśmie granicznym 20 dB/dec.
Łącząc filtry dolno- i górnoprzepustowe (rys. 6.4, a, c), można uzyskać filtr pasmowy pokazany na rys. 6.5, a.
Przedstawiamy obliczone współczynniki dla rozważanych filtrów aktywnych. Częstotliwość odcięcia dla filtra dolnoprzepustowego
Częstotliwość rezonansowa filtra pasmowego
dla filtra pasmowego
, |
6.2 Opis schematów eksperymentalnych
W artykule zbadano kilka układów analogowych opartych na wzmacniaczach operacyjnych (op-amp). Rysunek 6.6,a pokazuje schemat wzmacniacza nieodwracającego z dzielnikiem R 1 ,R 2 w negatywnej pętli sprzężenia zwrotnego. Rysunek 6.6,b przedstawia schemat sumatora odwracającego dla dwóch wejść. Kiedy klucz jest zamknięty S 1 nastąpiła zmiana współczynnika wzmocnienia sumatora. Ten obwód jest również przeznaczony do badania wzmacniacza odwracającego przy użyciu tylko jednego wejścia sumatora.
Rysunek 6.6. Obwody wzmacniacza nieodwracającego (a), sumatora odwracającego (b) i filtra aktywnego (c)
Sygnały wejściowe dla obu obwodów podane są ze źródeł mi 1 oraz mi 2 , które montuje się za pomocą uchwytów „E 1” i „E 2”.
Rysunek 6.6, c pokazuje obwód aktywnego filtra na wzmacniaczu operacyjnym, na którym za pomocą klawiszy przełączających S 2 oraz S 3 Można zaimplementować trzy rodzaje filtrów. Tak więc, gdy klucze są otwarte, mamy filtr górnoprzepustowy, gdy klucz jest zamknięty S 3 dostajemy filtr pasmowy, a przy zamykaniu klawiszy S 2 oraz S 3 - Filtr dolnoprzepustowy. Częstotliwość sygnału wejściowego ustawiana jest przełącznikiem „kHz (α)”, a amplitudę zmienia się pokrętłem „E g”.
Podane schematy mają ten sam obraz na panelu górnym stoiska z numerami punktów kontrolnych (odpowiednio rys. 1, rys. 2 i rys. 3).
Dane schematu z ryc. 6.6, a: R 1 \u003d 10 kiloomów, R 2 \u003d 20 kiloomów.
Dane schematu z ryc. 6.6, b: R 1 =R 2 \u003d 10 kiloomów, R 3 =R 4 \u003d 50 kiloomów.
Dane schematu na ryc. 6.6, c: R 1 =R 2 \u003d 6,8 kΩ, Z 1 =Z 2 =0,022uF
6.3 Zlecenie pracy
Przed przystąpieniem do eksperymentów należy przygotować stanowisko do pracy zgodnie z zaleceniami zawartymi w niniejszej instrukcji.
6.3.1 Badanie wzmacniacza nieodwracającego(ryc. 6.6, a)
Weź charakterystykę przenoszenia wzmacniacza
. Zworka na gniazdach X2 oraz x5 i zmień napięcie wejściowe pokrętłem „E 1” z maksymalnej wartości ujemnej na maksymalną wartość dodatnią. Napraw napięcia wejściowe i wyjściowe w gniazdach X1 oraz X6 za pomocą woltomierza cyfrowego. Wprowadź dane pomiarowe w Tabeli 6.1.
Tabela 6.1
U w, W | ||||||
U Wyjście, B |