Разделение и объединение цифровых сигналов. Частотное разделение связи Краткое описание CDMA
Функциональная схема простейшей системы многоканальной связи с разделением каналов по частоте представлена на рисунке 6.2.
Рисунок 6.2 – Функциональная схема системы многоканальной связи с частотным
разделением каналов
В зарубежных источниках для обозначения принципа частотного разделения каналов (ЧРК) используется термин Frequency Division Multiply Access (FDMA ).
Сначала в соответствии с передаваемыми сообщениями первичные (индивидуальные) сигналы, имеющие энергетические спектры G 1 (w ), G 2 (w ), ..., G N (w ) модулируют поднесущие частоты w K каждого канала. Эту операцию выполняют модуляторы М 1 , М 2 , ..., М N канальных передатчиков. Полученные на выходе частотных фильтров Ф 1 , Ф 2 , ..., Ф N спектры g K (w ) канальных сигналов занимают соответственно полосы частот Dw 1 , Dw 2 , ..., Dw N , которые в общем случае могут отличаться по ширине от спектров сообщений W 1 , W 2 , ..., W N .
Проследим основные этапы образования сигналов, а также изменение этих сигналов в процессе передачи (рисунок 6.9).
Спектры сигналов g 1 (w ), g 2 (w ),..., g N (w ) суммируются (S) и их совокупность g (w ) поступает на групповой модулятор (М ). Здесь спектр g (w ) с помощью колебания несущей частоты w 0 переносится в область частот, отведенную для передачи данной группы каналов, т.е. групповой сигнал s (t ) преобразуется в линейный сигнал s Л (t ). При этом может использоваться любой вид модуляции.
На приемном конце линейный сигнал поступает на групповой демодулятор (приемник П ), который преобразует спектр линейного сигнала в спектр группового сигнала g ¢ (w). Спектр группового сигнала затем с помощью частотных фильтров Ф 1 , Ф 2 ,...,Ф N вновь разделяется на отдельные полосы Dw K , соответствующие отдельным каналам. Наконец, канальные демодуляторы Д преобразуют спектры сигналов g K (w) в спектры сообщений G¢ K (w) , предназначенные получателям.
Рисунок 6.3 – Преобразование спектров в системе с частотным разделением каналов
Смысл частотного способа разделения каналов состоит в следующем: реальная линия связи обладает ограниченной полосой пропускания, и при многоканальной передаче каждому отдельному каналу отводится определенная часть общей полосы пропускания.
На приемной стороне одновременно действуют сигналы всех каналов, различающиеся положением их частотных спектров на шкале частот. Чтобы без взаимных помех разделить такие сигналы, приемные устройства должны содержать частотные фильтры. Каждый из фильтров Ф K должен пропустить без ослабления лишь те частоты wÎDw K , которые принадлежат сигналу данного канала; частоты сигналов всех других каналов фильтр должен подавить.
Для снижения переходных помех до допустимого уровня вводятся защитные частотные интервалы Dw ЗАЩ (рисунок 6.4).
Рисунок 6.4 – Спектр группового сигнала с защитными интервалами
В современных системах многоканальной телефонной связи каждому телефонному каналу выделяется полоса частот 4 кГц, хотя частотный спектр передаваемых звуковых сигналов ограничивается полосой от 300 до 3400 Гц, т.е. ширина спектра составляет 3,1 кГц. Между полосами частот соседних каналов предусмотрены интервалы шириной по 0,9 кГц, предназначенные для снижения уровня взаимных помех при расфильтровке сигналов. Это означает, что в многоканальных системах связи с частотным разделением сигналов эффективно используется лишь около 80% полосы пропускания линии связи.
Частотное разделение сигналов. Функциональная схема простейшей системы многоканальной связи с разделением каналов по частоте представлена на рис. 9.2.
Проследим основные этапы образования сигналов, а также изменение этих сигналов в процессе передачи. Сначала в соответствии с передаваемыми сообщениями первичные (индивидуальные) сигналы, имеющие энергетические спектры G 1 (ω), G 2 (ω),..., G N (ω) модулируют поднесущие частоты со& каждого канала. Эту операцию выполняют модуляторы М 1 , M 2 , ..... , M N канальных передатчиков. Полученные на выходе частотных фильтров Φ 1 , Φ 2 , ..., Φ N спектры g k (ω) канальных сигналов занимают соответственно полосы частот Δω 1 , Δω 2 ,..., Δω N (рис. 9.3), которые в общем случае могут отличаться по ширине от спектров сообщений Ω 1 , Ω 2 ,..., Ω N . При широкополосных видах модуляции, например ЧМ, ширина спектра Δω k ≈2(β + 1)Ω k , при ОМ Δω k = Ω k , т. е. в общем случае Δω k ≥ Ω k Для упрощения будем считать, что используется ОМ (как это принято в кабельных системах многоканальной связи с частотным разделением), т. е.
Δω k = Ω и Δω = NΩ. (9.11)
Будем полагать, что спектры индивидуальных сигналов финитны. Тогда можно подобрать поднесущие частоты ω k так, что полосы Δω 1 ,..., Δω 1 попарно не перекрываются. При этом условии сигналы s k (t) (k = 1,..., N) взаимно-ортогональны. Затем спектры g 1 (ω), g 2 (ω),... ,g N (ω) суммируются (СУ) и их совокупность g(ω) поступает на групповой модулятор (М). Здесь спектр g(ω) с помощью колебания несущей частоты ω 0 переносится в область частот, отведенную для передачи данной группы каналов, т. е. групповой сигнал s(t) преобразуется в линейный сигнал s Л (t) При этом может использоваться любой вид модуляции.
На приемном конце линейный сигнал поступает на групповой демодулятор (приемник Π), который преобразует спектр линейного сигнала в спектр группового сигнала g(ω). Спектр группового сигнала затем с помощью частотных фильтров Φ 1 , Φ 2 ,..., Φ N вновь разделяется на отдельные полосы Δω k , соответствующие отдельным каналам. Наконец, канальные демодуляторы Д преобразуют спектры сигналов g k (ω) в спектры сообщений G k (ω), предназначенные получателям.
Из приведенных пояснений легко понять смысл частотного способа разделения каналов. Поскольку всякая реальная линия связи обладает ограниченной полосой пропускания, то при многоканальной передаче каждому отдельному каналу отводится определенная часть общей полосы пропускания.
На приемной стороне одновременно действуют сигналы всех каналов, различающиеся положением их частотных спектров на шкале частот. Чтобы без взаимных помех разделить такие сигналы, приемные устройства должны содержать частотные фильтры. Каждый из фильтров Φ л должен пропустить без ослабления лишь те частоты ω∈Δω k , которые принадлежат сигналу данного канала; частоты сигналов всех других каналов ω∉Δω k фильтр должен подавить.
Математически частотное разделение сигналов идеальными полосовыми фильтрами можно представить следующим образом:
где g k (t)-импульсная реакция идеального полосового фильтра, пропускающего без искажений полосу частот Δω k . Выражение (9.12) совпадает с (9.6) при весовой функции η k (t, τ) = g k (t-τ). В спектральной области преобразование (9.12) соответствует умножению спектра группового сигнала на Π-образную передаточную функцию (см. рис. 9.3).
Итак, с точки зрения возможности полного разделения сигналов различных каналов необходимо иметь такие фильтры Φ k , полоса пропускания которых полностью соответствует ширине спектра сигнала Δω k ; на гармонические составляющие за пределами полосы Δω k фильтр Φ k реагировать не должен. При этом имеется в виду, что энергия сигналов s k полностью сосредоточена в пределах ограниченной полосы Δω k , отведенной k-му каналу. Если бы оба эти условия удовлетворялись, то посредством частотных фильтров можно было бы разделить сигналы различных каналов без взаимных помех. Однако ни одно из этих условий принципиально невыполнимо. Результатом являются взаимные помехи между каналами. Они возникают как за счет неполного сосредоточения энергии сигнала k-го канала в пределах заданной полосы частот Δω k , так и за счет неидеальности реальных полосовых фильтров. В реальных условиях приходится учитывать также взаимные помехи нелинейного происхождения, например за счет нелинейности характеристик группового канала.
Для снижения переходных помех до допустимого уровня приходится вводить защитные частотные интервалы Δω защ (рис. 9.4). Так, например, в современных системах многоканальной телефонной связи каждому телефонному каналу выделяется полоса частот 4 кГц, хотя частотный спектр передаваемых звуковых сигналов ограничивается полосой от 300 до 3400 Гц, т. е. ширина спектра составляет 3,1 кГц. Между полосами частот соседних каналов предусмотрены интервалы шириной по 0,9 кГц, предназначенные для снижения уровня взаимных помех при расфильтровке сигналов. Это означает, что в многоканальных системах связи с частотным разделением сигналов эффективно используется лишь около 80% полосы пропускания линии связи. Кроме того, необходимо обеспечить очень высокую степень линейности всего тракта группового сигнала.
Временное разделение сигналов. Принцип временного разделения сигналов весьма прост и издавна применяется в телеграфии. Он состоит в том, что с помощью коммутатора K пер групповой тракт предоставляется поочередно для передачи сигналов каждого канала многоканальной системы * . При передаче непрерывных сообщений для временного разделения используется дискретизация по времени (импульсная модуляция). Сначала передается сигнал (импульс) 1-го канала, затем следующего канала и т. д. до последнего канала за номером N, после чего опять включается 1-й канал и процесс периодически повторяется (рис. 9.5).
* (В современной аппаратуре механические коммутаторы практически не используют. Вместо них применяют электронные коммутаторы, выполненные, например, на регистрах сдвига. )
На приемном конце устанавливается аналогичный коммутатор K пр, который подключает групповой тракт поочередно к приемникам соответствующих каналов. Приемник каждого k-ro канала должен быть подключен только на время передачи k-ro сигнала и выключен все остальное время, пока передаются сигналы в других каналах. Это означает, что для нормальной работы многоканальной системы с временным разделением необходима синхронная и синфазная работа коммутаторов на приемной и передающей сторонах. Часто для этого один из каналов занимают под передачу специальных импульсов синхронизации, предназначенных для согласованной во времени работы K пер и K пр.
На рис. 9.6 представлены временные диаграммы двухканальной системы с АИМ. Переносчиком сообщений здесь являются последовательности импульсов (с периодом T 0 = 1/2F max), поступающих на импульсный модулятор (ИМ) от генератора тактовых импульсов (ГТИ). Групповой сигнал (рис. 9.6,а) поступает на коммутатор K пр. Последний выполняет роль "временных" параметрических фильтров или ключей, передаточная функция которых K k (рис. 9.6,6) изменяется синхронно (с периодом Т 0) и синфазно с изменениями передаточной функции K пер:
Это означает, что к тракту передачи в пределах каждого временного интервала Δt k подключен только k-н импульсный детектор ИД-k. Полученные в результате детектирования s k (t) сообщения поступают к получателю сообщений ПС-k.
Оператор π k , описывающий работу ключевого фильтра, вырезает из сигнала s(t) интервалы Δt k следующие с периодом Т 0 и отбрасывает остальную часть сигнала. Легко убедиться, что его можно представить в форме (9.6), если
Здесь, как и ранее, Δt k обозначает интервал, в течение которого передаются сигналы k-го источника.
При временном разделении взаимные помехи в основном обусловлены двумя причинами. Первая состоит в том, что линейные искажения, возникающие за счет ограниченности полосы частот и неидеальности амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик всякой физически осуществимой системы связи, нарушают импульсный характер сигналов. Действительно, если при передаче модулированных импульсов конечной длительности ограничить спектр, то импульсы "расплывутся" и вместо импульсов конечной длительности получим процессы, бесконечно протяженные во времени. При временном разделении сигналов это приведет к тому, что импульсы одного канала будут накладываться на импульсы других каналов (рис. 9.7). Иначе говоря, между каналами возникают взаимные переходные помехи или межсимвольная интерференция. Кроме того, взаимные помехи могут возникать за счет несовершенства синхронизации тактовых импульсов на передающей и приемной сторонах.
Для снижения уровня взаимных помех приходится вводить "защитные" временные интервалы, что соответствует некоторому расширению спектра сигналов. Так, в многоканальных системах телефонии полоса эффективно передаваемых частот F = 3100 Гц; в соответствии с теоремой Котельникова минимальное значение f 0 = 2F = 6200 Гц. Однако в реальных системах частоту следования импульсов выбирают с некоторым запасом: f 0 = 8 кГц. Для передачи таких импульсов в одноканальном режиме потребуется полоса частот не менее 4 кГц. При временном разделении каналов сигнал каждого канала занимает одинаковую полосу частот, определяемую в идеальных условиях согласно теореме Котельникова из соотношения (без учета канала синхронизации)
Δt k = T 0 /N = 1/(2F общ), (9.15)
где F общ = NF, что совпадает с общей полосой частот системы при частотном разделении. Хотя теоретически временное и частотное разделения позволяют получить одинаковую эффективность использования частотного спектра, тем не менее пока что системы временного (разделения уступают системам частотного разделения по этому показателю.
Вместе с тем, системы с временным разделением имеют неоспоримое преимущество, связанное с тем, что благодаря разновременности передачи сигналов разных каналов отсутствуют переходные помехи нелинейного происхождения. Кроме того, аппаратура временного разделения значительно проще, чем при частотном разделении, где для каждого индивидуального канала требуются соответствующие полосовые фильтры, которые трудно реализовать средствами микроэлектроники. Немаловажным преимуществом систем временного разделения является значительно меньший пик-фактор. Временное разделение широко используют при передаче непрерывных сообщений с аналоговой импульсной модуляцией, и особенно в цифровых системах ИКМ.
Заметим также, что суммарная мощность Р oбщ принимаемого сигнала s(t) необходимая для обеспечения заданной верности в присутствии флуктуационных помех, как при частотном, так и при временном разделениях (а также при других, рассматриваемых ниже системах с линейным разделением) в идеальном случае в N раз больше, чем мощность Р при одноканальной передаче с тем же видом модуляции Р oбщ = NР. Это легко понять, поскольку при сложении независимых сигналов их мощности складываются. В действительности из-за переходных помех верность приема в многоканальной системе при выполнении этого условия несколько ниже, чем в одноканальной. Увеличивая мощность сигнала в многоканальной системе, нельзя снизить воздействие переходных помех, поскольку при этом и мощность последних также возрастает, а в случае помех нелинейного происхождения растет даже быстрее, чем мощность сигнала.
Фазовое разделение сигналов. Рассмотрим теперь множество синусоидальных сигналов:
Здесь подлежащая передаче информация содержится в изменениях амплитуды A k (амплитудная модуляция), несущая частота сигналов ω 0 - одна и та же, а сигналы различаются начальными фазами φ k .
Среди множества N сигналов (9.16) лишь любые два сигнала являются линейно-независимыми; любые n>2 сигналов линейно-зависимы. Это означает, что на одной несущей частоте ω 0 при произвольных значениях амплитуд A i и A k и фаз φ i и φ k можно обеспечить лишь двухканальную передачу * .
* (Разделение сигналов при фиксированных значениях амплитуд A i и фаз φ i обсуждается в § 9.5. )
На практике преимущественно используют значение φ 2 - φ 1 = π/2:
s 1 (t) = A 1 sin ω 0 t; s 2 (t) = A 2 sin (ω 0 t+π/t) = A 2 cos ω 0 t, (9.17)
При этом сигналы s 1 (t) и s 2 (t) ортогональны, что облегчает реализацию системы и улучшает ее энергетические показатели.
Кодовое разделение и демодуляция сигналов в системах радиосвязи
1. ПРИНЦИП РАБОТЫ СИСТЕМ РАДИОСВЯЗИ С КОДОВЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ СИГНАЛОВ
Принцип работы системы сотовой связи с кодовым разделением каналов можно пояснить на таком простом примере. Предположим, что вы находитесь в большом ресторане или магазине, где непрерывно разговаривают на разных языках. Несмотря на окружающий шум (многоголосье), вы понимаете своего партнера, если он говорит на одном с вами языке. На самом деле, в отличие от других цифровых систем, которые делят отведенный диапазон на узкие каналы по частотному (FDMA) или временному (TDMA) признаку, в стандарте CDMA передаваемую информацию кодируют и код превращают в шумоподобный широкополосный сигнал так, что его можно выделить снова, только располагая кодом на приемной стороне. При этом одновременно в широкой полосе частот можно передавать и принимать множество сигналов, которые не мешают друг другу. Центральными понятиями метода многостанционного доступа с кодовым разделением каналов в реализации компании Oualcomm являются расширение спектра методом прямой последовательности (Direct Sequence Spread Spectrum), кодирование по Уолшу (Walsh Coding) и управление мощностью.
Широкополосной называется система, которая передает сигнал, занимающий очень широкую полосу частот, значительно превосходящую ту минимальную ширину полосы частот, которая фактически требуется для передачи информации. Так например, низкочастотный сигнал может быть передан с помощью амплитудной модуляции (AM) в полосе частот, в 2 раза превосходящей полосу частот этого сигнала. Другие виды модуляции, такие как частотная модуляция (ЧМ) с малой девиацией и однополосная AM, позволяют осуществить передачу информации в полосе частот, сравнимой с полосой частот информационного сигнала. В широкополосной системе исходный модулирующий сигнал (например, сигнал телефонного канала) с полосой всего несколько килогерц распределяют в полосе частот, ширина которой может быть несколько мегагерц. Последнее осуществляется путем двойной модуляции несущей передаваемым информационным сигналом и широкополосным кодирующим сигналом.
Основной характеристикой широкополосного сигнала является его база В, определяемая как произведение ширины спектра сигнала F на его период Т.
В результате перемножения сигнала источника псевдослучайного шума с информационным сигналом энергия последнего распределяется в широкой полосе частот, т. е. его спектр расширяется.
Метод широкополосной передачи был открыт К.Е, Шенноном, который первым ввел понятие пропускной способности канала и установил связь между возможностью осуществления безошибочной передачи информации по каналу с заданным отношением сигнал/шум и полосой частот, отведенной для передачи информации. Для любого заданного отношения сигнал/шум малая частота ошибок при передаче достигается при увеличении полосы частот, отводимой для передачи информации.
Следует отметить, что сама информация может быть введена в широкополосный сигнал несколькими способами. Наиболее известный способ заключается в наложении информации на широкополосную модулирующую кодовую последовательность перед модуляцией несущей для получения широкополосного шумоподобного сигнала ШПС (рис. 1).
Узкополосный сигнал умножается на псевдослучайную последовательность (ПСП) с периодом Т, состоящую из N бит длительностью r 0 каждый. В этом случае база ШПС численно равна количеству элементов ПСП.
Этот способ пригоден для любой широкополосной системы, в которой для расширения спектра высокочастотного сигнала применяется цифровая последовательность.
Сущность широкополосной связи состоит в расширении полосы частот сигнала, передаче широкополосного сигнала и выделении из него полезного сигнала путем преобразования спектра принятого широкополосного сигнала в первоначальный спектр информационного сигнала.
Перемножение принятого сигнала и сигнала такого же источника псевдослучайного шума (ПСП), который использовался в передатчике, сжимает спектр полезного сигнала и одновременно расширяет спектр фонового шума и других источников интерференционных помех. Результирующий выигрыш в отношении сигнал/шум на выходе приемника есть функция отношения ширины полос широкополосного и базового сигналов: чем больше расширение спектра, тем больше выигрыш. Во временной области - это функция отношения скорости передачи цифрового потока в радиоканале к скорости передачи базового информационного сигнала. Для стандарта IS-95 отношение составляет 128 раз, или 21 дБ. Это позволяет системе работать при уровне интерференционных помех, превышающих уровень полезного сигнала на 18 дБ, так как обработка сигнала на выходе приемника требует превышения уровня сигнала над уровнем помех всего на 3 дБ. В реальных условиях уровень помех значительно меньше. Кроме того, расширение спектра сигнала (до 1,23 МГц) можно рассматривать как применение методов частотного разнесения приема. Сигнал при распространении в радиотракте подвергается замираниям вследствие многолучевого характера распространения. В частотной области это явление можно представить как воздействие режекторного фильтра с изменяющейся шириной полосы режекции (обычно не более чем на 300 кГц). В стандарте AMPS это соответствует подавлению десяти каналов, а в системе CDMA подавляется лишь около 25% спектра сигнала, что не вызывает особых затруднений при восстановлении сигнала в приемнике.
2. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ СОГЛАСОВАННЫХ ФИЛЬТРОВ ДЛЯ ДЕМОДУЛЯЦИИ СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ
Составные сигналы, используемые в системах с кодовым разделением каналов, помимо большой базы, характеризуются большой избыточностью, поскольку все элементарные сигналы, служащие для передачи одного символа двоичного кода, переносят одну и ту же информацию.
Прием этих сигналов, как и прием любых сигналов с избыточностью, можно осуществлять поэлементно или в целом. Для систем, где применяются ШПС, характерен прием в целом. Только при обработке составного сигнала в целом возможно, в частности, осуществить раздельный прием лучей при многолучевом распространении и реализовать полностью другие преимущества связи посредством ШПС.
Прием ШПС, как, впрочем, и любых других сигналов осуществляется с помощью оптимальных приемников, минимизирующих вероятность ошибки. Известно, что структура оптимального приемника зависит от вида модуляции, а также от того, какое количество параметров сигнала известно в точке приема (когерентный или некогерентный прием и т.п.). Однако в любом случае в состав оптимального приемника входит коррелятор или согласованный фильтр и решающее устройство. Рассмотрим использование СФ для приема фазоманипулированных шумоподобных сигналов ФМШПС (рис.2), являющихся широко распространенной разновидностью сложных сигналов.
Согласованный фильтр (рис.2) согласован с ШПС, который переносит информацию.
Если использовать ШПС Uk(t), то импульсная реакция СФ
где а - некоторая постоянная; Т - длительность ШПС.
Допустим, что для передачи "1" информационной последовательности используется сигнал Uk(t), а для передачи "О" используется противоположный сигнал -Uk(t) (передача (активной паузой).
В качестве ШПС выберем код Баркера (Nэ=7). Тогда
Форма сигнала Uk(t) показана на рис.3. Согласованные фильтры могут быть аналоговыми и дискретными. Многочастотные ШПС обрабатываются в многоканальных СФ, а для составных сигналов типа ФМШПС используют СФ, которые строятся на основе многоотводной линии задержки (МЛЗ). В качестве МЛЗ применяют отрезки коаксиального кабеля, ультразвуковые линии задержки с использованием поверхностных акустических волн (ПАВ). Известны также дискретно-аналоговые СФ на приборах с зарядовой связью (ПЗС). Полоса пропускания МЛЗ должна быть не меньше ширины спектра ШПС.
Если в дискретном СФ отсчеты преобразовать с помощью АЦП в кодовые группы, то фильтр превращается в цифровой СФ. Для реализации цифровых СФ предполагается использовать специализированные большие и сверхбольшие интегральные микросхемы (БИС и СБИС). Согласованный фильтр обладает свойством инвариантности относительно амплитуды, временного положения и начальной фазы сигнала.
На рис.3 представлен аналоговый линейный СФ на МЛЗ. Вследствие показанному на рис.3 включению фазовращателей (ФВ) такой фильтр согласован с кодовой последовательностью Бартера (N Э =7).
Подобный метод приема можно использовать тогда, когда известны форма сигнала Uk(t), момент начала и окончания интервала и несущая частота ВЧ колебания. Неизвестна только начальная фаза несущей, но она одинакова у всех элементов составного сигнала (рис.2). В этом случае говорят о некогерентном приеме с когерентным накоплением. Некогерентность приема связана с тем, что на вход стробирующего устройства СУ подается не сам сигнал, а его огибающая. Таким образом, СФ реализует оптимальный метод приема известного сигнала с неопределенной фазой.
На рис.4,а показано напряжение на выходе СФ Ucф(t), которое повторяет в масштабе реального времени автокорреляционную функцию ШПС, с которым согласован фильтр. Сравнение рис.2 с рис.4,а позволяет убедиться в том, что СФ оказывает значительное влияние на ШПС, и отклик фильтра, повторяя АКФ сигнала, мало похож на сам сигнал, действующий на входе СФ.
На рис.4, 6 представлено напряжение на выходе детектора огибающей.
При частотном разделении каналов (ЧРК) каждое из подлежащих передаче сообщений занимает полосу частот стандартного канала ТЧ. В процессе формирования группового сигнала каждому канальному сигналу отводится неперекрывающаяся со спектрами других сигналов полоса частот . Тогда общая полоса частот N -канальной группы будет равна . Считая, что применяется однополосная модуляция и каждый канальный сигнал занимает полосу частот , для спектра группового сигнала получим
Групповой сигнал преобразуется в линейный сигнал s л (t) и передается по линии связи (тракту передачи). На приемной стороне после преобразования линейного сигнала в групповой, последний с помощью полосовых канальных фильтров Ф К (см. рис. 11.1) с полосой пропускания и демодуляторов Д К преобразуется в канальное сообщение , которое направляется получателям сообщений.
На вход приемного устройства i –го канала одновременно действуют сигналы всех N каналов. Чтобы без взаимных помех разделить сигналы, каждый из фильтров Ф i должен пропускать без ослабления только те частоты, которые принадлежат данному i –му каналу; частоты сигналов всех других каналов фильтр Ф i должен подавлять. За счет неидеальности характеристик полосовых канальных фильтров возникают взаимные переходные помехи между каналами. Для снижения этих помех до допустимого уровня необходимо вводить защитные частотные интервалы между каналами . В современных системах многоканальной телефонной связи каждому каналу выделяется полоса частот 4 кГц, хотя частотный спектр передаваемых речевых сигналов ограничивается полосой 300…3400 Гц, т. е. ширина спектра сигнала составляет 3,1 кГц. Таким образом, в данном случае = 0,9 кГц. Это означает, что в многоканальных системах с ЧРК эффективно используется примерно 80% полосы пропускания тракта передачи. Кроме того, необходимо обеспечить очень высокую степень линейности всего группового тракта.
При временном разделении каналов (ВРК) групповой тракт с помощью синхронных коммутаторов передатчика и приемника поочередно предоставляется для передачи сигналов каждого канала многоканальной системы. Структурная схема многоканальной системы передачи с ВРК приведена на рис.11.2.
В качестве канальных сигналов в системах с ВРК используются неперекрывающиеся во времени последовательности модулированных импульсов (например, по амплитуде). Совокупность канальных сигналов образует групповой сигнал.
При временном разделении также возможны переходные помехи между каналами, которые в основном обусловлены двумя причинами. Первой причиной является неидеальность АЧХ и ФЧХ тракта передачи, а второй – неидеальность синхронизации коммутаторов на передающей и приемной стороне. Для снижения уровня взаимных помех при ВРК также приходится вводить защитные временные интервалы. Это требует уменьшения длительности импульса каждого канала и, как следствие, расширения спектра сигналов. Так, в многоканальных системах телефонной связи полоса эффективно используемых частот F В =3100 Гц. В соответствии с теоремой отсчетов Котельникова минимальное значение частоты дискретизации f Д = 2f В = 6200 Гц. Однако в реальных системах выбирают f Д =8 кГц (с запасом).
Теоретически ВРК и ЧРК эквивалентны по эффективности использования частотного спектра, однако в реальных условиях системы с ВРК несколько уступают системам с ЧРК по этому показателю из-за трудностей снижения уровня взаимных помех при разделении сигналов. Однако системы с ВРК имеют неоспоримое преимущество, связанное с тем, что благодаря разновременности передачи сигналов различных каналов в них отсутствуют переходные помехи нелинейного происхождения. В системах ВРК ниже пик-фактор. Кроме того, аппаратура ВРК значительно проще аппаратуры ЧРК. Наиболее широкое применение ВРК находит в цифровых системах передачи с ИКМ.
Частным случаем временного разделения является разделение сигналов по фазе , при котором можно обеспечить лишь двухканальную передачу .
В общем случае сигналы, занимающие общую полосу частот и передаваемые одновременно, могут быть разделены, если выполняется условие их линейной независимости или условие ортогональности .
Этим требованиям удовлетворяют сигналы, различающиеся по форме . В цифровых многоканальных системах с разделением по форме используют ортогональные последовательности в виде функций Уолша. Обобщением разделения по форме, являются асинхронно-адресные системы связи (ААСС). В таких системах легко реализуются резервы пропускной способности, возникающие за счет «мало активных» абонентов. Так, например, можно организовать 1000-канальную систему связи, в которой одновременно ведут передачу любые 50-100 абонентов из тысячи .
При комбинированном методе разделения групповой сигнал представляет собой отображение определенных комбинаций дискретных канальных сообщений посредством чисел, соответствующих номеру комбинации. Эти числа могут передаваться с помощью сигналов дискретной модуляции любого вида. Например, для двоичных кодов (m=2) и числе каналов N=2 групповое сообщение может принимать возможных значения, соответствующих различным комбинациям нулей и единиц:00, 01, 10, 11. Для N -канальных систем потребуется различных значений модулируемого параметра (частоты, фазы). В общем случае можно модулировать одновременно несколько параметров переносчика, например, амплитуду и фазу, частоту и фазу и т. д. Структурная схема многоканальной системы с комбинационным (кодовым) разделением (уплотнением) представлена на рис.11.3.
Рис.11.3. Структурная схема многоканальной системы с комбинационным уплотнением
В последнее время большой интерес проявляется к системам амплитудно-фазовой модуляции (АФМ), которые можно реализовать схемой квадратурной модуляции. В системах АФМ в течение интервала передачи одного элементарного сигнала его фаза и амплитуда принимают значения, выбранные из ряда возможных дискретных значений амплитуд и фаз. Каждая комбинация значений амплитуды и фазы отображает один из многопозиционных сигналов группового сигнала с основанием кода . Сигналы АФМ можно формировать также путем многоуровневой амплитудной и фазовой модуляции двух квадратурных (сдвинутых по фазе на ) колебаний несущей частоты .
В последние годы успешно развивается также теория сигнально-кодовых конструкций (СКК), направленная на повышение скорости передачи и помехоустойчивости при существенных ограничениях на энергетику и занимаемую полосу частот. Вопросы теории СКК рассмотрены в главе 11 .
При передаче сигналов от нескольких источников сообщений возникает необходимость разделения этих сигналов с тем, чтобы на приемной стороне можно было определить, к какому источнику сообщений относится каждый сигнал и направить его к своему приемнику. Аналогичная задача имеет место при передаче элементов кодового сигнала. В телемеханике применяются три основных способа разделения сигналов или их элементов: кондуктивное (схемное), временное и частотное .
При кондуктивном разделении для каждого сообщения (или элемента кодового сигнала) отводится независимая электрическая цепь связи. По каждой электрической цепи можно осуществлять независимую и параллельную передачу сообщений. Рассмотрим систему с кондуктивным разделением, в которой используются полярные признаки тока для передачи сообщений (рис. 2.9). Посылка сигналов каждого источника сообщений осуществляется двухпозиционными ключами зависимости от положения которых в линейных проводах устанавливается то или иное направление постоянного тока. Приемниками служат поляризованные электромагнитные реле. Передача информации от каждого источника сообщений осуществляется по своему проводу, обратный провод - общий для всех каналов. Крайне неэкономичное использование линий связи практически исключает применение этого способа разделения в телемеханике при длинах линий связи свыше 3-5 км. Реально кондуктивный способ разделения сигналов используется в системах с дистанционным управлением.
Рис. 2.9. Схема кондуктивного разделения сигналов
При временном разделении (уплотнении) сигналов каждому из источников сообщения поочередно предоставляется линия связи: за интервал времени t1передается сигнал первого источника, за интервал времени t2 - второго и т. д. (на рис. 2.10,а показана передача от пяти источников). Из этого рисунка следует, что при временном разделении сигнал от каждого источника занимает свой временной интервал, не занятый сигналом от другого источника. Время, которое отводится для передачи сигналов от всех источников, называется циклом.
Рис.2.10. Пояснение временного разделения сигналов
а) разделение каналов на временной оси.
в) реализация способа синхронизации с помощью сети
Для реализации временного способа предающие и приемные узлы устройств телемеханики поочередно подключаются к линии связи с помощью синфазно работающих коммутирующих устройств (распределителей), которые в настоящее время выполняются на бесконтактных элементах. Для большей наглядности на рис. 2.10,б показана система телемеханики с временным разделением сигналов, в которой применяются контактные распределители - шаговые искатели (ШИ). При передаче информации используются полярные качества тока. Сообщения от каждого источника определяется положением ключей управления, в качестве декодирующих устройств на приемной стороне использованы поляризованные. За один цикл работы распределителей последовательно во времени передаются сообщения от всех источников информации. Устройства с временным разделением сигналов могут работать в циклическом или спорадическом режиме. В циклическом режиме системы работают непрерывно, в спорадическом информация передается по мере ее накопления или необходимости, в остальное время распределители находятся в исходном состоянии и не осуществляют переключений каналов.
Основным условием надежного и точного разделения сигналов является строгая синфазность распределителей. Для этого в циклических системах используют три основных метода синхронизации: общей сетью, циклический и пошаговый.
При синхронизации общей сетью (рис. 2.10,в) питание приводов распределителей (ПР) осуществляется от общей электрической сети 50 Гц, называемой источником синхронного питания. В качестве такого источника часто используют сеть одной энергетической системы. Этот метод может использоваться при относительно коротких (до 20 км) линиях связи (ЛС). В данных линиях из-за изменения нагрузок, подключаемых к энергетической системе, во времени возможно нарушение синфазности питания и, следовательно, синфазности работы распределителей.
При циклической синхронизации приводы распределителей, расположенные на передающей и приемной стороне, подключены к специальным генераторам импульсов управления, настроенных на одинаковую частоту. Однако даже при точной взаимной настройке генераторов рассогласование положения распределителей будет накапливаться со временем. Для устранения рассогласования один раз за цикл производится принудительное синфазирование распределителей установкой их в начальное положение.
При пошаговой синхронизации на передающей стороне используется генератор импульсов, который осуществляет переключение обоих распределителей. На каждом шаге распределителей необходимо передавать специальные синхронизирующие импульсы.
При спорадическом режиме работы телемеханической системы используют стартстопную синхронизацию, которую можно рассматривать как модификацию циклической.
При частотном разделении (уплотнении) каждому источнику сообщений выделяется определенная полоса частот: первому источнику- полоса частот ∆F 1 ,второму - ∆F 2 и т. д. (рисю 2.11, а). Полосы частот, используемые для передачи различных сообщений, не перекрываются. При этом сигналы от всех источников сообщений передаются по линии связи одновременно. На рис. 2.11,б представлена структурная схема системы с частотным разделением для передачи двоичных сигналов. Сообщение от каждого источника передается по линии синусоидальными сигналами определенной частоты f создаваемыми генераторами Г. Отсутствие посылки колебаний соответствующей частоты означает 0, посылка колебаний - 1. Колебания суммируются в линии связи. Разделение посылок от источников сообщений осуществляется на приемной стороне полосовыми фильтрами ПФ", выходы которых через выпрямители В соединяются с исполнительными реле Р.
Рис.2.11. Пояснения к частотному методу разделения сигналов
а) расположение каналов на частотной оси
б) функциональная схема системы
Литература
1. Стрыгин В.В. «Основы автоматики и вычислительной техники». М. Высшая школа. 1977 г.
2. Грицевский П.М. и др. «Основы автоматики, импульсной и вычислительной техники». М. Радио и связь. 1987 г.
3. Чекваскин А.Н. и др. «Основы автоматики». М. Энергия. 1977 г.
4. Гордин В.С. и др. «Основы авиационной автоматики». М. Оборонизд. 1972 г.
5. Аскерко В.С. и др. «Основы авиационной автоматики». М. Оборонизд. 1972 г.
6. Шишмарев В. Ю. «Типовые элементы систем автоматического управления». 4-е издание М.: Издательский центр «Академия», 2009.
7. Келим. Ю. М. Типовые элементы систем автоматического управления. М.:ФОРУМ:ИНФРА-М, 2002.г.
1. Тема 1.1. Основные понятия автоматики………………………………….…3
2. Тема 1.2. Измерительные преобразователи (датчики)………………………9
3. Тема 1.3. Электрические реле………………………………………………..28
4. Тема 1.4. Магнитные усилители……………………………………………..32
5. Тема 1.5.Типовые динамические звенья систем автоматики……………....39
6. Тема 1.6. Устойчивость и качество автоматической системы……………..43
7. Тема 2.1. Системы дистанционной передачи угловых перемещений на переменном токе………………………………………………………….…..48
8. Тема 2.2.Следящие системы переменного тока………………………….....51
9. Тема 2.3.Телемеханические системы автоматического управления и контроля……………………………………………………………………….53